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更快速更轻松地开发数位温度计
温度感测器的模拟

【作者: Bert Weiss、Alain Stas】2019年06月11日 星期二

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病患、周日烤肉、淋浴或水族箱用水在这些情况下,越来越多的人采用数位温度计而不是类比温度计来测量温度。温度感测器的选择对开发工作具有决定性的作用。一款免费的模拟程式使得这项任务变得更加容易,同时也有助於节省时间和费用。


在开发数位温度测量电路时,必须首先确定在纯机械方面的设计。不过,本文不会讨论这些事项。接下来就是考虑电热(electro-thermal)方面的事项,在这方面,需要先回答以下的问题:


· 预期的温度范围是多少?


· 需要哪种级别的测量精度?


· 使用哪种类型的温度感测器?


· 感测器的电气特性容差有多大?


· A/D转换器应提供的最小位元率是多少?


· 感测器的讯号取样率要多高?


· 在应用中所有其他被动组件的数值和容差有多大?


确定温度范围和测量精度十分重要,因为它们决定了後续的步骤。例如,这个案例中的温度范围应为摄氏+ 25度至+ 150度,整体精度必须为+/-2度。在这种情况下,可以使用的温度感测器有两种:一种是高灵敏度但非线性的热敏电阻,另一种则是电阻温度装置(RTD),比如铂温度感测器,它是线性的,但灵敏度较低。


选择合适的感测器:不是容易的决定

选择合适的感测器时,确定哪一种感测器可用来达到所需的规格是很重要的。单单回答上面所列出的每道问题是不够的。各叁数之间会表现出复杂的相互作用,即使它们互相影响。


通常来说,一个系统的限制因素决定了测量的准确性。如果这是未知的,将剩馀叁数的容差降低到接近零几??是没有作用的。例如,如果是以进行精度优於摄氏+/-0.2度的温度测量为目标,而采用精密的热敏电阻,同时也用了一款简单的8位元A/D转换器,就会显着降低热敏电阻的测量精度。反过来也是如此:如果使用中等精度的感测器,24位元A/D转换器的应用便没有很大的意义了。如果要检测最小的温差,建议使用具有高微分线性的ADC和校准演算法。


另一种实现最精准测量的方法是使用具有线性温度特性的A级铂感测器(在摄氏零度时为摄氏+/-0.15度)。然而,其温度系数低於热敏电阻的温度系数,即必须放大测量讯号。但这需要额外的硬体并带来更多的容差。


显然,这使得组件的选择成为一项复杂的任务,通常需要进行大量的测试才可完成。这很耗时间和金钱。如果可以选择具有一定容差的感测器、A/D转换器精度和其他硬体组件,设置「虚拟原型测试系统」,并且进行的模拟操作可以即时显示可实现的精度,那麽这项工作就会更容易、更快捷。


基於PSpice的模拟程式正好可以满足要求,它们大多是免费的,即便它们是类比的模拟软体。由於PSpice及其众所周知的「轻型」版本可以模拟数位温度计的任何流程,如图一所示(尽管看起来与基於RTD的电路相似,但这其实是基於热敏电阻的电路)。



图一 : 数位温度计的简化模拟电路图(source:威世)
图一 : 数位温度计的简化模拟电路图(source:威世)

数位温度计的组件

不管你是选择NTC(负温度系数)热敏电阻还是铂RTD作为温度感测器,这些组件的SPICE模型都很容易找到。此外,该电路包含一个由热敏电阻和一个固定电阻组成的分压器,低压电源提供测量电流。在放大并通过适当的ADC进行滤波後,由此产生的电压将被数位化。理想的组件是JRC的新款类比前端(NJRC9103),它可以直接连接温度感测器。这款类比前端(AFE) 可直接提供数位资料,还提供各种用於偏移补偿的校准功能,微处理器可利用它来计算温度。


直接暂态电路模拟(图二)显示了应用的温度曲线、感测器的延迟和斜率回应以及讯号的数位化。可以在图中下半部分看到读出温度的时间偏差。为了更容易识别数位化,我们选择了10位元的低A/D转换器解析度为和长达200ms的采样时间,用於模拟操作。



图二 : 直接暂态电路模拟显示了应用的温度曲线。上半部分:外部温度Vsurf,热敏电阻温度Vtherm和数位化测量值(ton = 200 ms, n = 10)。底部窗囗:测量值与实际热敏电阻温度之间的差异。(source:威世)
图二 : 直接暂态电路模拟显示了应用的温度曲线。上半部分:外部温度Vsurf,热敏电阻温度Vtherm和数位化测量值(ton = 200 ms, n = 10)。底部窗囗:测量值与实际热敏电阻温度之间的差异。(source:威世)

可以使Spice轻松地进行模拟感测器的特性和容差,如本范例中使用的威世NTCALUG系列10kΩ NTC热敏电阻,以及固定电阻。借助类比行为建模电压源,执行讯号的数位化和数位化原始测量资料转换到温度的运作。有趣的是,A/D转换器的位元数(n)现在是模拟操作的一个叁数,并且可以在8和24之间变化。采样/保持模组(sample/hold module)的采样时间(tone)也是可变叁数。使用Sigma Delta ADC时,可以省去外部的采样/保持,特别是因为温度变化通常发生在100 ms范围内。


在此范例中,10ms采样时间是第一个需要设置的叁数。然後可以通过输入8到24位元之间的值来确定理想的A/D转换器解析度。当计算误差函数作为读出温度和热敏电阻温度之差的有效值时,在n>16解析度下误差不会进一步降低,如图三所示。



图三 :  A/D转换器解析度高於16位元时,读出温度与热敏电阻温度之间的差值保持不变。(source:威世)
图三 : A/D转换器解析度高於16位元时,读出温度与热敏电阻温度之间的差值保持不变。(source:威世)

或者,也可以最隹化串联电阻器R1以实现最小误差值。图4说明了Rs串联电阻的误差函数在4.7 kΩ时达到最小值。在SPICE的指令中定义了ERR(错误)函数 (图四),用於模拟操作。



图四 : 在串联电阻为4.7kΩ时,误差函数达到最小值。(source:威世)
图四 : 在串联电阻为4.7kΩ时,误差函数达到最小值。(source:威世)

在下一步骤中,改变热敏电阻和固定电阻器R1的容差,并且针对每个容差执行基於这些容差的最坏情况分析。


图五至图七显示了三种情况:图5显示了NTC的结果,其中dR25/R25 = +/-1%,B25/85容差为+/-0.5%,结合威世的0.5%薄膜TNPW系列扁平晶片电阻器。在这种情况下,测量不确定性从摄氏25度时的+/-0.4度增加到在摄氏100度时的+/-1.5度。这种模拟适用於最坏情况。考虑到NTC的R25和B25/85容差以及固定电阻R1的容差,可以得到23 = 8范例的容差,白色曲线是叁考曲线。图5中的模拟数值显示容差值是均匀分布的,这意味着,电阻器彼此的相对容差的选择是适当的。



图五 : 温度测量不确定性,NTC的dR25 =+/-1%,dB =+/-0.5%,固定电阻的为+/-0.5%。(source:威世)
图五 : 温度测量不确定性,NTC的dR25 =+/-1%,dB =+/-0.5%,固定电阻的为+/-0.5%。(source:威世)

图六 : 如果所有电阻容差减半,温度测量不确定性也会减半。(source:威世)
图六 : 如果所有电阻容差减半,温度测量不确定性也会减半。(source:威世)

图6显示,将所有电阻容差减半,温度测量不确定性亦可以减半(热敏电阻为R25 = 0.5% 和 B25/85 = 0.25%,固定电阻则为0.25%)。然而,这有点过於激进了,因为我们怀疑是否所有电阻供应商都能够保证B25/85值为+/-0.25%。比如,B25/85系数的常见值是+/-1.5%。如果使用与图5中相同的数值执行相同的模拟操作,而B容差为±1.5%,可以达到图7中所示的结果。由於高温下的测量误差相对较大,它们说明了这是一个不尽理想的设计。我们还可以清楚地看出,最坏情况分析的容差值结果分布也不理想。



图七 :  NTC的温度测量不确定性dR25 = 0.5%(但dB =+/-1.5%),固定电阻容差为+/-0.25%。(source:威世)
图七 : NTC的温度测量不确定性dR25 = 0.5%(但dB =+/-1.5%),固定电阻容差为+/-0.25%。(source:威世)

这说明:可以使用相对简单的模拟电路,并按照组件叁数将温度测量电路的整体精度视觉化,这是进行额外实验以减少开发时间和成本的理想起点。


(本文作者Bert Weiss为儒卓力电阻器产品技术支援、Alain Stas为威世非线性电阻产品行销工程师)


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