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可解决升压式转换电路问题的智能型固态保险线路
 

【作者: Gene Carey & Michael Hess】2000年02月01日 星期二

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大部份以电感为基础的异步式升压转换线路(Boost Converter)在电源与负载之间都存在一个直流电流通路,如(图一),这个通路有两个不良的影响,第一,如果输出接地或者是其他过载的情况造成大电流输出超过数百个微秒时,通常为萧特基(Schottky)型式的抓取(Catch)二极管可能会被破坏;第二,如果因为某些原因,如蓄意地关闭等造成切换的动作暂停时,负载端的电压会暂时成为供应电压减去一个二极管压降的位准,结果可能会因为这个瞬时电压不在负载电路原先所设计的稳定工作范围之内,而造成不确定的电路行为。



《图一 》
《图一 》

以上的这些问题在较低输出电流(<5A)的应用中,可以利用单晶化的电流模式控制器搭配上高电压端的电流感测线路来加以解决,这类的线路利用一个能够在关闭电源或者是输入电源移除时能够加以关闭的同步切换晶体管来取代抓取二极管,在升压动作关闭时这个内部的晶体管可以加以关闭以切断直流电流的通路,因此从负载端看来就会成为一个高阻抗状态的隔离通路,而当升压动作正常动作时,电路中采用高电压端电流侦测的周期性电流感测机制将可以保护电路免于内部电流过大所造成的破坏,过热保护的功能就提供了一个安全的运作空间。


但是对具有更高输出电流的应用而言,成本的考虑使得单晶化组件同步切换的方式变得不切实际,实现负载隔离的功能需要一颗控制器之外的外部高电压端开关,虽然采用分立式组件的高电压端电流侦测电阻以及同步切换晶体管的电流模式组态看来可行,但是这样的作法会受到电路板的寄生电容以及布线所影响,特别是在较高的切换频率时,而且当系统的输入电压较低(<3.6V)时,设计的复杂度也会相对地提高。


虽然同步高电压端外加开关在较高的电感峰值电流(>5A)时技术上虽然可行,但是以这篇文章所要讨论的中等电感电流(约1.5A到5A)而言,成本与复杂度的考虑比起温度以及效率的考虑还要重要,因此采用一个简单的抓取二极管自然就成为最可行的解决方案,这时所面临的挑战就成为能够再继续使用简单的抓取二极管,及升压组态时还能达到所需的负载隔离功能。


在这里我们提供了一个简单而且聪明的解决方案,在(图二)中我们利用MAX668控制器来处理由较低输入电压升压的重要工作,这颗电流模式升压控制器推动一个位于低电压端的逻辑位准、n-信道、加强型MOSFET晶体管,并串联一颗低电压端的电流感测电阻,在图二中这些组件并没有明白表示,而是把这个线路以及MAX668以方块形式来代表,以避免影响负载连接以及隔离功能的说明,高电压端的开关是一个萧特基抓取二极管,主要考虑是它拥有较低的前向压降,目前这已经成为标准的作法。较为简单的升压式组态依旧不变,在这个应用上我们可以由3.3V升压到5V并且提供达3A的负载电流,MAX668只能够对3V以上的电压加以升压,而MAX669则可以接受低达1.8V的电源电压输入。



《图二 》
《图二 》

要实现一个智能型负载隔离的关键组件为p信道加强型MOSFET晶体管Q1,如(图二)所示,系统能够启动这个升压电路(/ON)或者是将它关闭(OFF),在关闭的过程中二极管D1会导通,并在MAX810L的电源端产生3.3V减掉一个二极管压降的电压,MAX810L是一个采用SOT23-3包装的小型化电源启动重置(Reset)组件,静态耗电大约只有24uA,并且保证的工作电压可以低达1V,在这个应用中,由于MAX810L的重置临界电压为4.65V,因此输出就成为高电位,将迫使晶体管Q1关闭并且把负载与电源加以隔离。


MAX668的反馈电阻在设计上选用可以让组件在离开关闭状态时产生5V的电压输出,但逐渐上升的输出电压超过MAX810L的输入临界点时,内部的单击(One-shot)触发电路会启动大约240ms,在这段时间经过以后,MAX810L的输出就会成为低电位并促成Q1成为导通状态。


在晶体管Q1导通时,MAX810L会持续监测电源是否有电流过载的情况产生,在过载情况发生时会造成输出低于MAX810L内部设定的临界电压值,使得它的输出成为高电位,延迟时间则只有短短的20us,然后将晶体管Q1关闭形成与负载隔离的状态,接着MAX668的升压动作又会把MAX810L的输入电压提升到高于它的临界值,在设定的时间间隔之后,MAX810L就会自动地重新连接负载,这样的动作会持续反复进行,直到造成过载的状况解除或是升压电路关闭为止,因此晶体管Q1与MAX810L就形成了一个智能型的固态开关线路。


微功率组件MAX810L拥有推拉式(Push-pull)的输出结构,在提供电流时的等效电阻约为6kohm,而在吸入电流时则会约为125ohm,在这颗组件开启与关闭的过程中,这些电阻将会与晶体管Q1的米勒(Miller)电容以及所形成的接地电容(Cgs)作用,延缓整个动作的速度,我们假设整体的等效电容值为5000pF,与MAX810L吸入电流动作时125ohm的等效电阻作用的话,那么这个大型晶体管的RC时间常数大约为0.6us,因此电压转换的完成时间大约为10倍的RC常数:10RC=6us。


而要将这颗相同组件予以完全关闭大约需要48倍(6k/125)的时间,这样的方式基本上可行,但是真正的关闭动作会在输出电压(VOUT)达到加强型晶体管的临界电压(Vth)时真正发生,远早于10倍的时间常数,以Q1/MAX810L的组合作为固态保险装置来说,这样的关闭时间基本上是在一个可以接受的范围,但在另一方面,导通时间可能就会造成问题,会依负载启动时电流消耗的大小与导通晶体管源极旁路电容与汲极旁路电容的比率而定,如果启动时负载电流较小且C1大于C2的话,那么FET晶体管快速的导通时间只会造成MAX810L输入端电压些微的压降,不足以触发重置的动作,在这种情况下,最节省成本的电路组态实现方式就如(图二)中所示。


如果外部负载或者是C2的充电动作在启动时造成较高的电流消耗,那么Q1的快速导通动作就可能会造成MAX810L发出一个重置的信号,因此我们可以加入一个RC电路来延长导通所需的时间,请参考(图三),这些组件值的适当选择可以让负载维持数个MAX668的切换周期时间,使得它的输出电压维持在重置的临界电压之上。虽然我们需要延缓Q1的导通时间,但却不希望延缓它的关闭时间,因此我们在电路上加入一颗与电阻器并联的萧特基二极管,用来加快对过载或非预期状况下Q1晶体管的关闭动作。



《图三 》
《图三 》

这些线路需要一个逻辑位准、p信道的MOSFET晶体管,如Q1,来加强信道并取得较低的导通电阻(Rds(on)),如果晶体管Q1的导通电阻大到可以造成足够的压降,特别是在低输出电压应用或者是负载与电源距离较远时,我们可能需要在晶体管Q1的汲极端加以稳压,为了达到这个效果,我们必须要将寄生电容控制到最小,同时需要有较好的电路怖线技术,这个远程稳压的功能可以透过采用一个以SOT23包装的SPDT低电压模拟开关MAX4544来达成,并且透过MAX810L的输出状态来控制,请见(图四)。



《图四 》
《图四 》

在这里MAX4544是以符合数据规格中所规定最低达2.7V的电压条件来运作,当输入电压为3.3V并且经过萧特基二极管0.3V的压降后,MAX4544以及MAX810L在升压转换功能关闭时依旧能够正常动作,MAX810L的输出在关闭时为高电位,将MAX4544的COM接点连接到NO,也就是Q1的源极,当升压转换动作启动时,连接到MAX4544 COM接脚的电阻就提供了连接到MAX668的反馈回路,MAX4544在5V电源情况下导通电阻最高为60ohm,因此反馈电阻的电阻值就必须要够大,大得足以将输出电压的误差影响降到小,MAX4544在3V电源下的导通电阻最高只有120ohm,因此就算是在较低的输出电压情况下MAX4544的切换误差也能够小到可以忽略。


当升压电路启动并且经过默认的延迟时间之后,MAX810L的输出成为低电位并且导通Q1与负载链接,同时MAX810L的输出也造成反馈电阻切换到与Q1的汲极连接,因此能够达成远程负载输出电压的稳压效果。这个动作同时也会将MAX810L的输入端切换到晶体管Q1的汲极,因此可以用来监测负载端的过载情况,这样的安排在晶体管Q1的导通电阻于最大负载电流时造成超过大约1%的压降时特别有用,这种情况在5V电源时如果Rds(on) ≧50mohm@≧1A时可能会发生。


在电流过载的情况下,MAX810L的输出会成为高电位,并且透过萧特基二极管快速地将晶体管Q1予以关闭,同时它也将自己以及反馈电阻切换回晶体管Q1的输入端(源极),这样的组态将能够让升压的输出有机会回到稳压的状态,接着MAX810L就会重新与负载连接,而这个动作则会持续重复直到过载的状况解除。


MAX4544先断开再闭合的切换动作相当快速(10ns),因此在反馈电阻上加上一个小型的电容就能够维持断开期间的输出电压,以避免干扰MAX668的反馈回路,同时也提供MAX810L的电源,为了避免对MAX668的转态响应造成影响,这个电容值大小的选择必须要大到能够在断开时间内避免过度的放电,同时还要小到能够在与MAX4544导通电阻作用时确保维持够小的时间常数。MAX4544的开关输入端并没有史密特触发装置,但是能够容忍缓慢变化的逻辑位准信号,这些信号会造成在转换时由电压供应端到地10<sup>4</sup>A等级的漏电流,MAX4544在达到切换临界电压时,真正的切换动作非常地快速。


当采用MAX669来将2.5V甚至是更低的电压做升压输出动作时,我们可能需要一个负电压来加强Q1的动作,举个例来说,连接到LX端的廉价分立式充电帮浦电路可以产生-Vout+Vd的电压,请参考(图五),以2.7V的输出电压为例,这个电路在标准pn二极管上产生-2.0V的电压,而在萧特基二极管上则会产生-2.4V的电压,这个电压会在升压转换器启动期间出现,并且提供给MAX4544一个负电压供应(MAX4544的电源电压范围为12V),并作为晶体管Q1的偏压。虽然晶体管Q1在MAX810L输出为低电位时会导通,但是由于MAX810L的接地端是以负电压充电帮浦电路的输出为参考点,因此它的重置临界电压无法正确地侦测真正的输出电压,因此我们就将MAX810L的接地接脚链接到地电位,而将它的输出用来驱动一个由晶体管Q2与Q3组成的电压移位线路,因此Q1的闸极就会被拉到负电源电压位准以便从事导通的动作。



《图五 》
《图五 》

MAX668拥有在轻载频率冲频率调变(Pulse Frequency Modulation;PFM)的Idle Mode<sup>(TM)</sup>,可以让它在负载电流较小时跳过充电的脉冲,当脉冲被跳过时,Q2的射极电流(由R1所控制)将会对C3放电,这个动作可能会造成MAX4544电源电压的不足,甚至是在主要电源输出稳压时都会发生,因此这个效应会造成内部模拟开关导通电阻的大幅增加,而将MAX668的反馈电压拉向地电位。接着MAX668会尝试透过提升输出电压来加以补偿,但却可能会造成过电压的情况,因此我们必须确认反馈电阻(主要输出电源的最小直流负载)小到足以将Vout输出的放电动作比C3透过Q2射极电流的放电动作较早完成,不管Q1是否导通,以下的不等式可以作为我们计算C3电容值时的参考:


  • (Vout-Vbe) /(R1*C3) < Vout/[(Ra+Rb)*(C1+C2)]



在正常PWM运作,没有跳过充电脉冲的情况下,C4可以比C3还要小,但是需要跳过的脉冲越多,C4的值就必须越大,当脉冲跳过动作完成后升压动作回复运作时,由于Q2为关闭状态,因此C4必须大到足以让C3比C1更早完成完全充电的动作。


在(图三)与(图四)中有许多的组件以及联机都为对MAX668的反馈回路造成影响,这些组件上的任何一个错误都可能会造成Vout过电压而对负载造成破坏,为了增加安全性,我们在MAX668 FB接脚与C1之间加上一个齐纳二极管(阳极接到FB),提供一个可以将输出电压箝位在(Vz + V#sub#FB#/sub#)电压位准的本地回路,为了避免过大的过电压情况发生,我们将齐纳二极管的值依最高稳压输出减去最大V<sub>FB</sub>电压来选择。


如果系统必须在升压动作运作的同时分别控制多个独立的负载,那么我们改用MAX812来取代MAX810,MAX812为采用SOT-143包装,拥有4根接脚的组件,其中的第4根接脚可以作为手动重置应用使用,但是它也可以用来做为遮敝每个智能型固态保险电路的逻辑位准,强制本地端负载与电源升压输出的隔离之用,这样的作法可以让我们独立地控制每个连接到主要升压电源的负载。


最后有一点必须注意的是,这个智能型的固态保险技术,可以在不需电源周期帮助的情况下自动重置,不需零件替换或现场检修,不仅仅可以应用在升压转换的输出上,还可以应用在几乎所有的系统中用来作为直流通路的保险线路,而不管电压的输出值为何,但是高于60V的电压可能需要非逻辑位准的FETs,并且要在MAX810的输出端加上电压移位电路。


透过谨慎选择两个精密电阻作为较高电压应用的外部偏压控制,我们可以将固态保险线路设定在供应电压内的默认电压下被触发,请见(图六)。举个例来说,如果我们要保护一个-48V的电压避免过电流状况的发生,由于电压为负值,因此我们在电源通路而不是接地端加上保险线路,在此我们采用n信道FET晶体管加上MAX809T重置组件,MAX809T的重置输出极性与MAX810L正好相反,在正常的运作情况下供应电压可以低达-36V,请见(图七),而设计的等式运算如下:



《图六 》
《图六 》

《图七 》
《图七 》

MAX809T在不同的温度情况下最高的静态耗电流为100uA,而通过Rh与RL两颗电阻的电流必须最少为偏移电压静态电流的100倍以便将它的影响降到最低,36/(Rh+RL)=10mA,因此


  • (Rh+RL) = 3600 Ohms



由于MAX809的临界值比起偏移后的电源电压还要小得多,因此RL必须比Rh小,大约是Vthreshold/(Vthreshold+Vsupply-strip)=3/(36+3)=0.077的比例,因此MAX809T的静态耗电流(Iq)大约流经(Rh+RL)的93.3%,造成约0.336V的电压变化,如果我们将这个值也考虑进去,将我们计算Rh与RL电阻值的电压改为36V-0.336V=35.664V,Rh与RL采用精密度为1%的电阻,Vsupply-trip=35.664V,这个临界状况会在MAX809T的临界值为最小时发生(3.15V,在-40<sup>o</sup>C到+85<sup>o</sup>C的温度范围内)。


  • 35.664V[RL(0.99)/RL(0.99)+Rh(1.01))] = 3.15V


  • 因此我们所计算得出的RL与Rh分别是323.81ohm与3276.19ohm,而能选用最接近的1%电阻值为320与3280,将这些电阻值与100uA的静态电流一起考虑,最高的偏压后电源电压为36.09V,比36V稍高,但这个结果只有在所有的误差都在最坏的情况下才会发生,因此在实际的应用上并不常见,在大部份的应用中这样的设计事实上相当可行,MAX809T的正常临界电压所得到电压差为-34.65V。Rh电阻必须拥有0.5W的功率规格,当供应电压高于最低限度时,RL上的电压会超过MAX809T额定的最高输入电压,因此我们必须要在RL上加上一颗5V+-5%的齐纳二极管作为保护(图七)。


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